摘 要：為解決風(fēng)機(jī)受諧波干擾引起電壓畸變和頻率波動從而影響風(fēng)機(jī)并網(wǎng)穩(wěn)定運(yùn)行的問題，提出頻率自適應(yīng)鎖相方法，以諧波提取電路為基礎(chǔ)，設(shè)計(jì)具有濾除風(fēng)機(jī)諧波功能的NSOGI (new second-order generalized integrator)鎖相環(huán)。首先，在諧波提取電路中加入基波諧振電路，驗(yàn)證諧波提取前后鎖相環(huán)的鎖頻精度;其次，在傳統(tǒng)鎖相環(huán)基礎(chǔ)上加入直流抑制器，對輸入信號的頻率進(jìn)行跟蹤;最后，進(jìn)行理論和仿真分析，對比DSOGI-FLL諧波提取前后電路中的頻率偏差，驗(yàn)證2種鎖相環(huán)的鎖頻精度。結(jié)果表明：在諧波提取電路中加入基波諧振電路，減少了諧波對基波源的影響，提升了諧波提取的效果;在抑制風(fēng)機(jī)電壓畸變和直流諧波方面，NSOGI 鎖相環(huán)效果較好，鎖頻精度較高，驗(yàn)證了方法的可行性和正確性。采用NSOGI對電壓和頻率進(jìn)行控制，能夠提升供電可靠性，改善并網(wǎng)電能質(zhì)量，為風(fēng)機(jī)并網(wǎng)穩(wěn)定運(yùn)行提供了理論參考。

　　關(guān)鍵詞：風(fēng)能;諧波干擾;電壓畸變;頻率自適應(yīng);諧波提取電路;頻率偏差;基波諧振電路

　　新能源并網(wǎng)時，系統(tǒng)穩(wěn)定性會受到諧波影響，通常使用濾波器進(jìn)行濾波[1]。隨著新能源容量的增加，諧波電流隨之增大，繼續(xù)使用濾波器治理諧波并不經(jīng)濟(jì)[2]。文獻(xiàn)[3]闡述了2種諧波提取利用方法：一種是在無源濾波器原理的基礎(chǔ)上對諧波進(jìn)行分離，提取到的諧波有較高的畸變率;另一種是采用基波磁通補(bǔ)償方法實(shí)現(xiàn)諧波提取，畸變率比另一種方法低，但提取到的諧波電能混合在一起，只實(shí)現(xiàn)了基波和諧波分離。文獻(xiàn)[4]采用并聯(lián)諧波提取儲能電路和基波諧振電路，將提取到的諧波直接存儲，忽略了二極管電路也有基波通過，提取諧波的同時也影響了基波。文獻(xiàn)[5]采用基波磁通相互抵消原理，加入2個原邊和1個副邊的三繞組變壓器，原邊存在2個相同的電容器，基波磁通相互抵消，諧波磁通由于存在諧振支路無法抵消，被變壓器感應(yīng)到二次側(cè)，但部分諧波電流會流向基波源側(cè)。

　　為了保障逆變器與電網(wǎng)之間高質(zhì)量的電能傳輸[6]，通常采用鎖相環(huán)對輸出的基頻電壓頻率和相位進(jìn)行鎖定[7]，電網(wǎng)中普遍采用帶寬控制和良好動態(tài)性能的同步坐標(biāo)系鎖相環(huán) (synchronous reference frame-PLL，SRF-PLL)，實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)頻率和相位的跟蹤[8]。但電網(wǎng)存在電壓畸變和諧波時，檢測到的頻率會產(chǎn)生波動，影響鎖相環(huán)對電路相位鎖定的準(zhǔn)確性[9]。為了提高鎖相環(huán)對電網(wǎng)電壓畸變和頻率波動的鎖頻精度[10]，人們采用改進(jìn)鎖相環(huán)環(huán)路濾波器來改善對電壓畸變的抑制效果，采用低通濾波器[11]、陷波器[12]，以及滑動平均方法和相頻分離濾波[13]，但無法完全消除波動，且無法達(dá)到快速響應(yīng)的要求。

　　針對鎖相環(huán)存在的問題，首先，在無源濾波器原理的基礎(chǔ)上[14]，設(shè)計(jì)CLC諧波提取電路(LC電路和電容C支路并聯(lián))，本文在基波源側(cè)加裝基波諧振電路，迫使諧波電流流向調(diào)諧支路。其次，借鑒電網(wǎng)鎖相環(huán)的控制作用，采用新型SOGI鎖相環(huán)，對風(fēng)機(jī)輸出電壓和頻率進(jìn)行跟蹤和控制，減小電壓畸變率，縮小系統(tǒng)輸出頻率偏差。最后，經(jīng)新型SOGI鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)風(fēng)機(jī)逆變器的輸出電壓和頻率與電網(wǎng)一致。

　　1 風(fēng)機(jī)諧波提取

　　1.1 逆變器諧波分析

　　風(fēng)力發(fā)電以環(huán)保、可再生、裝機(jī)靈活等優(yōu)點(diǎn)得到大規(guī)模開發(fā)利用，風(fēng)電的電能質(zhì)量也備受關(guān)注[15]。風(fēng)力發(fā)電機(jī)主要包括直驅(qū)永磁風(fēng)機(jī)和雙饋風(fēng)機(jī)2種，直驅(qū)永磁風(fēng)機(jī)總電流諧波畸變率恒定，電流諧波總含量以5次和7次諧波為主;雙饋風(fēng)機(jī)總諧波電流有效值恒定，在風(fēng)速穩(wěn)定情況下，諧波總量不變，諧波電流以5次諧波為主[16]。風(fēng)機(jī)諧波與電網(wǎng)諧波有著本質(zhì)的區(qū)別，風(fēng)機(jī)受風(fēng)速的隨機(jī)性影響，導(dǎo)致輸出電流中含有的特征諧波也會發(fā)生變化，但經(jīng)仿真分析可知，在特定次數(shù)諧波電流大小發(fā)生變化時，不改變諧波提取電路的參數(shù)，提取效果不受影響。本文主要對風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中的5次和7次諧波進(jìn)行提取。

　　改進(jìn)的諧波提取電路采用基波諧振電路與并聯(lián)電容調(diào)諧支路相結(jié)合的方式，通過三繞組變壓器提取出諧波?；ㄖC振電路實(shí)現(xiàn)基波和諧波分離，該電路對基波無影響，對諧波呈現(xiàn)高阻抗，能夠避免諧波電流注入發(fā)電機(jī)引起發(fā)熱、降低絕緣強(qiáng)度、增加額外損耗[17]，迫使諧波流入調(diào)諧支路。并聯(lián)電容調(diào)諧支路電容相同，則基波電流相同，進(jìn)而基波電流相互抵消，不會被感應(yīng)到變壓器二次側(cè)。而諧波電流不同，無法相互抵消，被感應(yīng)到變壓器二次側(cè)。諧波從濾除變?yōu)樘崛±?，可使輸出的基波電能滿足用電要求，改善并網(wǎng)電能質(zhì)量。

　　1.2 諧波提取電路結(jié)構(gòu)

　　圖1為諧波提取原理圖，系統(tǒng)包括基波諧振電路、諧波源支路和諧波提取電路。諧波源支路根據(jù)風(fēng)機(jī)諧波特點(diǎn)，模擬等效諧波源，風(fēng)機(jī)諧波大小發(fā)生變化時，探究諧波對電路的影響。諧波提取電路將LC諧振電路與電容器C連接在三繞組變壓器的一次側(cè)，再并聯(lián)在電路中，實(shí)現(xiàn)對諧波的提取。

　　為確保諧波能夠被提取，n次諧波阻抗需滿足約束條件：

　　1/(nωCm)>nωLn-1/(nωCn)，(1)

　　1/(nωCn)=nω(Ln+LT)。(2)

　　式中：ω為基波角頻率;ωLT為變壓器的感抗;1/nωCm為Cm側(cè)容抗;ωLn和1/nωCn分別為LnCn側(cè)感抗和容抗。

　　式(1)和式(2)為n次諧波在LnCn支路發(fā)生串聯(lián)諧振的條件，2條支路電容值相等。LnCn支路和Cm支路同時都存在諧波電流和基波電流，而LnCn支路為n次諧波諧振支路，n次諧波能很好地通過，Cm支路僅含有少量的n次諧波，變壓器一次側(cè)2個繞組諧波無法抵消;被感應(yīng)到三繞組變壓器二次側(cè)，實(shí)現(xiàn)了n次諧波的提取。

　　在變壓器二次側(cè)提取到的諧波電流中不含有基波電流，變壓器在基波條件下需滿足：

　　RT+ωLT-1/ωCmIm=RT+ωLT-1/ωCn+ωLnIn。(3)

　　式中：RT為變壓器電阻;In，Im分別為LnCn側(cè)和Cm側(cè)電流。

　　在滿足式(3)時，由于LnCn支路和Cm支路電容值相同，而三繞組變壓器一次側(cè)2個繞組匝數(shù)也相同，即變壓器一次側(cè)2條支路基波電流相同，基波磁通相互抵消，就不會被變壓器感應(yīng)到諧波提取側(cè)。

　　1.3 基波諧振電路分析

　　令流過基波諧振電路電流為I1，In為LnCn支路電流，不考慮Cm支路和R2支路，則2條支路電流為

　　I1=IS(RT+nωLn-1/nωCn)(R1+nωL1-1/nωC1)+(RT+nωLn-1/nωCn)，(4)

　　In=IS(R1+nωL1-1/nωC1)(R1+nωL1-1/nωC1)+(RT+nωLn-1/nωCn)。(5)

　　由式(4)和式(5)可知，若不加入基波諧振電路，有RT+nωLn-1/nωCn>R1，即I1>In，大量諧波電流向基波源側(cè)流過，對基波源造成危害;在電路中加入基波諧振電路時，設(shè)定合適的基波諧振電感和電容參數(shù)，則可以得到R1+nωL1-1/nωC1RT+nωLn-1/nωCn，流過基波源支路和諧波提取電路支路諧波電流滿足I1In，即諧波電流幾乎都流向諧波提取電路，減輕諧波對基波源的危害，并提升諧波提取效果。

　　1.4 諧波提取電路參數(shù)設(shè)計(jì)

　　圖2為諧波提取電路結(jié)構(gòu)圖。取風(fēng)機(jī)額定功率為4 MW，變流器逆變側(cè)線路電壓為690 V，給定5次諧波電流源IS1為17.2 A，7次諧波電流源IS2為12.2 A。當(dāng)n為基波時，令C1=321.980 9 μF，大電容濾除低頻紋波干擾信號，在一定范圍內(nèi)，選取較大容量的電容值，基波電流能夠很好地通過，而阻礙諧波向基波源側(cè)通過的效果較好，依據(jù)阻抗比電感取值L1=0.031 5 H。

　　n次諧波發(fā)生諧振時，諧波次數(shù)與線路中感抗和容抗關(guān)系為

　　n=1ω21LC。(6)

　　依據(jù)最小濾波電容法[18]可得諧波提取電路電容計(jì)算公式為

　　Cmin=If(n)U1ω1×n2-1n×n2。(7)

　　式中：If(n)為n次諧波電流值;U1為基波電壓;ω1為基波角頻率。當(dāng)n為5時，依據(jù)式(7)得C5=34.1μF，C2=C5，依據(jù)式(6)得電感值L5=0.011 89 H。同理，當(dāng)n為7時，得C7=20.9 μF，C3=C7，則L7=0.009 88 H，R1，R2，R3，R4分別取0.001，100，100，0.112 1 Ω。

　　2 新型正交二階鎖相環(huán)性能分析

　　2.1 新型SOGI結(jié)構(gòu)

　　圖3為新型SOGI系統(tǒng)相位頻率控制圖，整個控制系統(tǒng)由4個部分組成，新型SOGI、單相電壓Ua-dq變換、比例積分(PI)控制器和積分器環(huán)節(jié)組成。控制過程為：新型SOGI模塊產(chǎn)生2個相互正交的信號，提供給dq變換器，dq變換器將新型SOGI產(chǎn)生的2個正交信號轉(zhuǎn)換成旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直流量，PI控制器實(shí)現(xiàn)對系統(tǒng)電壓的無靜差跟蹤，通過積分器將PI控制器輸出的旋轉(zhuǎn)角速度轉(zhuǎn)變?yōu)榻嵌容敵觥?/p>

　　傳統(tǒng)的SOGI在電網(wǎng)電壓存在直流成分時會影響鎖頻偏差。為了很好地消除直流分量并實(shí)現(xiàn)頻率自適應(yīng)，在傳統(tǒng)SOGI的基礎(chǔ)上加入直流控制器和鎖頻環(huán)[19]。

　　圖4為新型SOGI結(jié)構(gòu)圖，由3個部分組成，傳統(tǒng)SOGI、直流控制器和自適應(yīng)FLL，其中k，k1分別為二階廣義積分器、直流控制器增益系數(shù)，ω0和Γ分別為鎖頻環(huán)輸出頻率和負(fù)增益控制參數(shù)，Γ取值為-0.2。

　　與傳統(tǒng)二階鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)相比，新型SOGI鎖相環(huán)在二階廣義積分器上加入直流控制器，直流控制器的輸出信號與系統(tǒng)輸出信號之和構(gòu)成反饋信號，該反饋信號與系統(tǒng)輸入信號作差，從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)直流電壓的消除。為了更好地實(shí)現(xiàn)頻率自適應(yīng)，在傳統(tǒng)二階廣義積分器的基礎(chǔ)上加入鎖頻環(huán)，在負(fù)增益控制參數(shù)Γ的調(diào)節(jié)下，鎖頻環(huán)不斷縮小實(shí)際頻率與ω0的偏差。當(dāng)頻率偏差為0時，滿足系統(tǒng)所需的頻率ω0，系統(tǒng)頻率自動適應(yīng)輸入頻率，即FLL實(shí)現(xiàn)對輸入信號頻率的自動跟蹤[20]。

　　3 系統(tǒng)仿真

　　3.1 電壓畸變抑制效果

　　在驗(yàn)證2種鎖相環(huán)對電壓畸變抑制和頻率自適應(yīng)效果時，仿真信號參數(shù)設(shè)置為：基頻電路在0.2 s時加入50 A的5次諧波電流源和20 A的7次諧波電流源，圖6 a)為三相電壓波形，由于電路在0.2 s時加入諧波，因而三相電壓波形發(fā)生了一定畸變。圖6 b)為Vα和Vβ輸出電壓波形，Clark變換后輸出電壓仍然比較穩(wěn)定。圖6 c)為雙二階鎖頻環(huán)跟蹤頻率波形，輸出的頻率偏差為±0.12 Hz，響應(yīng)時間較短。圖6 d)為新型二階鎖頻環(huán)跟蹤頻率波形，動態(tài)響應(yīng)時間比雙二階鎖頻環(huán)時間略長，但輸出的頻率偏差為±0.07 Hz，頻率偏差較小，精度較高。

　　由于新型二階鎖相環(huán)加入了直流控制器，使得反饋信號與輸入信號之間作差時間變長，導(dǎo)致新型二階鎖相環(huán)的動態(tài)響應(yīng)時間變長。由于雙二階鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)與新型二階鎖相環(huán)有所不同，圖6中2種鎖相環(huán)在負(fù)增益控制參數(shù)相同的情況下到達(dá)穩(wěn)態(tài)的時間不同，能夠充分驗(yàn)證2種鎖相環(huán)在相同條件下的鎖頻效果。為了加快響應(yīng)時間，給定2種鎖頻環(huán)初始頻率20π，并通過調(diào)整負(fù)增益控制參數(shù)Γ來加快鎖頻環(huán)到達(dá)穩(wěn)態(tài)的時間。

　　3.2 頻率跟蹤驗(yàn)證效果

　　為了驗(yàn)證2種鎖相環(huán)的頻率跟蹤效果，仿真信號參數(shù)設(shè)置為：三相電壓不含諧波，在1 s時由工頻階躍至60 Hz。圖7 a)為三相電壓波形，在1 s時，電路電壓由工頻(50 Hz)平穩(wěn)過渡到頻率為60 Hz的電路電壓。圖7 b)為新型二階鎖頻環(huán)濾波后輸出電壓波形圖，Vα和Vβ信號依然保持對稱運(yùn)行。電壓在1 s時波動較小，在頻率變化的情況下，跟蹤線路電壓效果較好。圖7c)為2種鎖相環(huán)跟蹤線路頻率圖，2種鎖相環(huán)都能夠很好地跟蹤線路頻率，新型二階鎖相環(huán)系統(tǒng)頻率達(dá)到穩(wěn)態(tài)時間略長，傳統(tǒng)雙二階鎖相環(huán)雖到達(dá)穩(wěn)態(tài)時間短，但在系統(tǒng)初始化時系統(tǒng)頻率穩(wěn)定在50 Hz時，仍然有一定的響應(yīng)時長。

　　3.3 直流電壓濾波效果

　　在驗(yàn)證新型鎖相環(huán)對直流電壓的抑制效果時，仿真信號輸入變化設(shè)置為：在1 s時，頻率從50 Hz上升到60 Hz，同時A相注入40 V直流電壓，得到仿真結(jié)果如圖8所示。圖8 a)為系統(tǒng)在1 s時注入直流電壓時的三相電壓波形，A相電壓在1 s前后有較大的改變。圖8 b)為NSOGI-FLL輸出α，β電壓波形，系統(tǒng)存在直流電壓時，新型正交信號濾波后仍然保持穩(wěn)定，濾波效果明顯。